Реферат: Радиолокационная станция обнаружения воздушных целей

--PAGE_BREAK--Таблица 1.1
№ итерации

Длина волны на предыдущей итерации

Стоимость РЛС на предыдущей итерации

Новая граница длины волны

1

0,1 м

67564

0,134 м

2

0,134 м

52252

0,12 м

3

0,12 м

44958

0,125 м

4

0,125 м

43489

0,124 м

5

0,124 м

42252

Оптимально



Под стоимостью С1 понимают взвешенную сумму 1 Вт мощности передатчика и 1 м2 антенны. В результате оптимизации стоимость РЛС уменьшилась с 67564 до 42252, была получена оптимальная длина волны l= 0,124 м, которая больше длины волны до оптимизации (l= 0,1 м). Это приводит к тому, что при фиксированном коэффициенте усиления антенны произошло увеличение ее эффективной площади. Энергетический потенциал станции фиксирован, следовательно при увеличении эффективной площади антенны происходит уменьшение средней мощности передатчика.
2. ВЫБОР И РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ ЗОНДИРУЮЩИГО СИГНАЛА
После оптимизации мы получили базу сигнала равную В = 8. Из-за того, что база сигнала больше единицы  возникает противоречие между максимальной дальностью и разрешающей способности по дальности. При использовании простого сигнала это противоречие невозможно обойти, однако использование сложных сигналов позволяет обеспечить требуемые параметры. Наиболее известными сложными сигналами являются фазоманипулированные сигналы (ФМ) и сигналы с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ). Из курса лекций М.Б.Свердлика и А.Н.Мелешкевича известно, что при базе сигнала меньше 20 предпочтительней использовать ФМ сигнал.

Аналитическое описание фазоманипулированного сигнала имеет вид:

<img width=«299» height=«45» src=«ref-1_446613231-625.coolpic» v:shapes="_x0000_i1100">,                                        (2.1)

где <img width=«245» height=«51» src=«ref-1_446613856-678.coolpic» v:shapes="_x0000_i1101">

Свойство фазоманипулированных сигналов при заданных М и Т0полностью описываются кодовой последовательностью:

<img width=«148» height=«24» src=«ref-1_446614534-361.coolpic» v:shapes="_x0000_i1102">                                           (2.2)

Среди фазоманипулированных сигналов наибольшее распространение получили бифазные сигналы <img width=«84» height=«24» src=«ref-1_446614895-301.coolpic» v:shapes="_x0000_i1103">, которые строятся на базе кодовых последовательностей максимальной длины (КМД) или М-последовательностей <img width=«79» height=«24» src=«ref-1_446615196-291.coolpic» v:shapes="_x0000_i1104">. Между значениями Ym и значениями Xm М-последовательности, имеется однозначное соответствие:

<img width=«135» height=«48» src=«ref-1_446615487-473.coolpic» v:shapes="_x0000_i1105">

Рассмотрим ФМ сигнал для нашей РЛС.

<img width=«72» height=«24» src=«ref-1_446615960-283.coolpic» v:shapes="_x0000_i1106">ГГц

<img width=«191» height=«45» src=«ref-1_446616243-444.coolpic» v:shapes="_x0000_i1107">мкс

М-последовательность является переодической с периодом <img width=«73» height=«20» src=«ref-1_446616687-256.coolpic» v:shapes="_x0000_i1108">, который должен быть не меньше базы сигнала. Таким образом В = 7.51 @ 8, и следовательно, М ³ 8. При  m= 4 получим М = 15, где m – степень порождающего полинома М-последовательности.

Сгенерируем М-последовательность с минимальным уровнем боковых лепестков функции автокорреляции. Величина боковых лепестков зависит от вида порождающего полинома и от начальной комбинации. Воспользуемся таблицами, приведенными в методических указаниях [4].

<img width=«116» height=«24» src=«ref-1_446616943-317.coolpic» v:shapes="_x0000_i1109">                                               (2.3)

Согласно этому полиному (2.3) и для начальной комбинации 1000, построим структурную схему генератора ФМ сигнала:
<img width=«629» height=«187» src=«ref-1_446617260-4832.coolpic» v:shapes="_x0000_s1203 _x0000_s1029 _x0000_s1030 _x0000_s1031 _x0000_s1032 _x0000_s1082 _x0000_s1038 _x0000_s1036 _x0000_s1037 _x0000_s1039 _x0000_s1040 _x0000_s1041 _x0000_s1044 _x0000_s1046 _x0000_s1047 _x0000_s1048 _x0000_s1049 _x0000_s1050 _x0000_s1052 _x0000_s1053 _x0000_s1054 _x0000_s1056 _x0000_s1065 _x0000_s1059 _x0000_s1057 _x0000_s1058 _x0000_s1060 _x0000_s1061 _x0000_s1062 _x0000_s1063 _x0000_s1064 _x0000_s1066 _x0000_s1067 _x0000_s1068 _x0000_s1069 _x0000_s1070 _x0000_s1071 _x0000_s1072 _x0000_s1073 _x0000_s1077 _x0000_s1078 _x0000_s1080 _x0000_s1081">



Рис.2.1 Структурная схема генератора ФМ сигнала
Построим М-последовательность, реализованную схемой изображенной на рис.2.1. Результаты сведем в табл.2.1.

 

Таблица 2.1

Х4

0

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

Х3

0

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

Х2

0

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

Х1

1

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

Х0

1

1

1

0

1

0

1

1

0

0

1

0

0

0

1










1

1

1

1



1



1

1





1

1







1

1

1

1



1



1

1





1





1

1

1









1



1





1

1







1

1

1









1



1





1

1













1

1

1

1



1



1

1

1















1

1

1

1



1



1













1

1

1









1



1

1



















1

1

1

1



1

















1

1

1









1

1























1

1

1

1

1

























1

1

1

1



























1

1

1





























1



























1

1

1





























1

1































1



1



1

2

1

2

1



1



3

2

1



15



Рис. 2.2 Построение огибающей ФМ сигнала на выходе согласованного фильтра
Схема, изображенная на рис.2.1 работает следующим образом. Генератор тактовых импульсов ГТИ вырабатывает тактовые импульсы с периодом Т0. Делитель частоты делит частоту тактового импульса до частоты повторения зондирующего сигнала. Формирователь управляющих импульсов длительностью МТ0(ФУИ МТ0) синхронизируется сигналами с выхода делителя частоты (а также с блока синхронизации нестабильности линии задержки ЧПК) и формирует импульсы длительностью МТ0. Эти импульсы включают коммутатор, подключенный к генератору гармонического колебания. В зависимости от кода М-последовательности (0 или 1) на выходе коммутатора получаем гармоническое колебание со сдвигом фазы 0 или pсоответственно. 

Рассмотрим автокорреляционную функцию полученного сигнала, которая будет соответствовать комплексной огибающей на выходе согласованного фильтра.
<img width=«555» height=«227» src=«ref-1_446622092-4680.coolpic» v:shapes="_x0000_s1206 _x0000_s1134 _x0000_s1205 _x0000_s1135 _x0000_s1136 _x0000_s1204 _x0000_s1083 _x0000_s1127 _x0000_s1101 _x0000_s1102 _x0000_s1114 _x0000_s1103 _x0000_s1104 _x0000_s1105 _x0000_s1106 _x0000_s1107 _x0000_s1108 _x0000_s1109 _x0000_s1110 _x0000_s1111 _x0000_s1112 _x0000_s1113 _x0000_s1115 _x0000_s1116 _x0000_s1117 _x0000_s1118 _x0000_s1119 _x0000_s1120 _x0000_s1121 _x0000_s1122 _x0000_s1123 _x0000_s1124 _x0000_s1125 _x0000_s1126 _x0000_s1129 _x0000_s1130 _x0000_s1131 _x0000_s1132 _x0000_s1133 _x0000_s1137">



Рис. 2.3  Результирующая огибающая сигнала на выходе согласованного фильтра
Структурная схема фильтра согласованного с ФМ сигналом, описанным кодовой последовательностью

<img width=«369» height=«24» src=«ref-1_446626772-554.coolpic» v:shapes="_x0000_i1110">,

изображена в приложении 2.
3. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА РЛС
Импульсные РЛС, осуществляющие когерентный прием и содержащие устройство ЧПК, называют РЛС с селекцией движущихся целей (РЛС с СДЦ).

Основная цель использования РЛС с СДЦ является режекция сигналов пассивныхпомех от неподвижных целей (зданий, холмов, деревьев), и выделение сигналов отраженных от движущихся целей для их дальнейшего использования в обнаружителях и отображения радиолокационной обстановки на индикаторе.

        РЛС с СДЦ подразделяются на истинно-когерентные и псевдо-когерентные.

        В истинно-когерентных РЛС зондирующий сигнал представляет собой когерентную последовательность радиоимпульсов с одинаковой начальной фазой всех радиоимпульсов или с известной разностью начальных фаз радиоимпульсов отстоящих на <img width=«20» height=«21» src=«ref-1_446627326-192.coolpic» v:shapes="_x0000_i1111">.

         В псевдо-когерентных РЛС зондирующий сигнал представляет собой некогерентную последовательность радиоимпульсов, но при обработке принятых сигналов случайность начальных фаз используется таким образом, что прием становится когерентным.

         Другими словами, как в истинно-когерентных РЛС, так и в псевдо- когерентных РЛС сигнал на выходе линейного тракта приемника, полученный при отражении зондирующего сигнала  от неподвижной точечной цели, представляет собой импульсную когерентную пачку с одинаковыми начальными фазами радиоимпульсов, а при отражении от подвижной точечной цели, движущейся с радиальной скоростью <img width=«107» height=«41» src=«ref-1_446627518-348.coolpic» v:shapes="_x0000_i1112"> начальные фазы радиоимпульсов в соседних периодах повторения отличается  на <img width=«81» height=«23» src=«ref-1_446627866-275.coolpic» v:shapes="_x0000_i1113">.

         При анализе работы когерентно-импульсных РЛС обычно делается допущение, что в пределах главного «луча» диаграмма направленности постоянна, а  вне главного «луча»  излучение и прием не проводятся. Это допущение позволяет считать, что даже с учетом сканирования антенны амплитуды всех импульсов когерентной пачки, полученной при отражении зондирующего сигнала от точечной подвижной или неподвижной цели, одинаковы.

         Истинно-когерентные РЛС строятся на базе многокаскадного передатчика с усилителями мощности на выходе, а псевдо-когерентные РЛС — на базе высокочастотного генератора.

         Для проектируемой РЛС необходимо использовать сложный сигналы с <img width=«37» height=«17» src=«ref-1_446628141-214.coolpic» v:shapes="_x0000_i1114">, для этого, как правило, используются истинно-когерентные РЛС .

 На рис.3.1 приведена упрощенная структурная схема одного из  вариантов истинно-когерентных РЛС.
<img width=«378» height=«457» src=«ref-1_446628355-5462.coolpic» v:shapes="_x0000_s1202 _x0000_s1164 _x0000_s1165 _x0000_s1166 _x0000_s1167 _x0000_s1168 _x0000_s1169 _x0000_s1170 _x0000_s1171 _x0000_s1172 _x0000_s1173 _x0000_s1174 _x0000_s1175 _x0000_s1176 _x0000_s1183 _x0000_s1180 _x0000_s1181 _x0000_s1182 _x0000_s1184 _x0000_s1185 _x0000_s1186 _x0000_s1187 _x0000_s1188 _x0000_s1189 _x0000_s1190 _x0000_s1191 _x0000_s1192 _x0000_s1193 _x0000_s1194 _x0000_s1195 _x0000_s1196 _x0000_s1197 _x0000_s1198 _x0000_s1199">


    продолжение
--PAGE_BREAK--