Реферат: Проектирование цифровой линии

--PAGE_BREAK--2. Расчет и выбор основных технических характеристик системы2.1 Определение частоты дискретизации


Под дискретизацией понимается процесс представления непрерывного сообщения U (t), заданного на интервале (0,Tc), совокупностью его значений (отсчетов) U (ti) в дискретные моменты (моменты дискретизации). При равномерной дискретизации отсчеты формируются через равные промежутки времени Тд — интервалы дискретизации. Величина, обратная интервалу, Fд=1/Тд называется частотой дискретизации.

Условия, при которых аналоговый сигнал с ограниченным спектром может быть точно представлен своими отсчетами в дискретные моменты, вытекают из широко известной теоремы В.А. Котельникова, которая для равномерной дискретизации выражается формулой:
U (t) =å U (iTд) sin2pfв (t-iTд) /2pfв (t-iTд).

i
При этом условии аналоговый сигнал U (t) может быть восстановлен без искажений на выходе идеального фильтра низких частот, на вход которого подают отсчеты сигнала.

На приемной стороне восстановление исходного сообщения осуществляется с помощью оператора восстановления
n

B (U1,….,Un) =U (t) =åUiХi (t),

i=1
где Ui=U (ti) — выборки или отсчеты сигнала;

U (t) — оценки исходного сообщения U (t);

Xi (t) — координатные (интерполирующие) функции.

Операция восстановление непрерывной функции по ее выборке называется интерполяцией. Эта операция должна быть основана на знании особенностей поведения функции между отдельными выборками, утерянной в результате дискретизации процесса по времени.

Опросом по Котельникову называют формирование выборок с частотой Fд=2Fm, где Fm-максимальная частота в спектре.

Для практических расчетов пользуются формулой Fд=cm*2*Fm, где cm-коэффициент запаса, который при интерполяции по Лагранжу выбирают в зависимости от модели сигнала и порядка интерполирующего полинома. Мы зададимся 4-ой моделью сигнала, полиномом второго порядка и приведенным показателем верности g = 0.2%, тогда <img border=«0» width=«352» height=«40» src=«ref-1_1613695653-1095.coolpic» v:shapes="_x0000_i1025">

отсюда частота дискретизации:
Fо=12.5*2*
Fв=12.5*2*10=25 кГц


2.2 Определение разрядности квантователя


Пусть в результате дискретизации получена непрерывная последовательность отсчетов Х (nDt). Для передачи по цифровому каналу связи каждый отсчет квантуется до конечного множества значений.

Этапы процесса представления сообщений:

1. Дискретизация

2. Квантование

3. Кодирование

Обычно для кодирования квантованных отсчетов используется двоичная последовательность. С помощью В — разрядного кодового слова можно представить <img border=«0» width=«20» height=«20» src=«ref-1_1613696748-104.coolpic» v:shapes="_x0000_i1026"> уровней.

Определим, как зависит отношение с/ш квантователя от В:

пусть <img border=«0» width=«148» height=«32» src=«ref-1_1613696852-498.coolpic» v:shapes="_x0000_i1027">
<img border=«0» width=«139» height=«30» src=«ref-1_1613697350-457.coolpic» v:shapes="_x0000_i1028">
Динамический диапазон
<img border=«0» width=«150» height=«33» src=«ref-1_1613697807-572.coolpic» v:shapes="_x0000_i1029">
<img border=«0» width=«477» height=«23» src=«ref-1_1613698379-1587.coolpic» v:shapes="_x0000_i1030">

где е (n) — шум квантования е (n) £d/2

Модель шумов квантования:

1. шум квантования — стационарный белый шум

2. шум квантования некоррелирован с входным сигналом

3. распределение шума квантования равномерное в пределах d/2
<img border=«0» width=«315» height=«34» src=«ref-1_1613699966-556.coolpic» v:shapes="_x0000_i1031">

считаем, что <img border=«0» width=«109» height=«25» src=«ref-1_1613700522-230.coolpic» v:shapes="_x0000_i1032"> (сигнал согласован с апертурой квантователя)

следовательно: <img border=«0» width=«92» height=«32» src=«ref-1_1613700752-471.coolpic» v:shapes="_x0000_i1033">

<img border=«0» width=«448» height=«53» src=«ref-1_1613701223-875.coolpic» v:shapes="_x0000_i1034">

получаем: <img border=«0» width=«152» height=«36» src=«ref-1_1613702098-586.coolpic» v:shapes="_x0000_i1035"> (2.1)
Определим отношение с/ш (q), при котором достигается вероятность ошибки на символ Рош=10-6.

Кодирование сообщений в радиосистемах может быть использовано для повышения:

1) достоверности принятых сообщений,

2) помехоустойчивости радиолиний с целью снижения мощности передатчика. Кодирование сообщений для указанных целей называется помехоустойчивым, в отличие от других видов кодирования, применяемых для решения задач (формирования адресов, сигналов синхронизации и др.), а также при устранении избыточности сигналов источников сообщений.

Пусть цифровое сообщение кодируется двоичным (n,k) — кодом, где n — общее число символов, k — число информационных символов.

Эквивалентная вероятность ошибки:
рэ= (dx Mбл /2n) [1 — Ф (2Ебdxk / nN0) 1/2], (2.2)
где Еб/N0=Pcto/N0; Еб — энергия сигнала, затрачиваемая на один бит информации; Pc — мощность принимаемого сигнала; to — длительность одного информационного символа, поступающего на вход кодера канала связи; dx — кодовое расстояние между рассматриваемыми символами; Mбл — число ближайших сигналов на расстоянии d от принимаемого сигнала; N0 — спектральная плотность белого шума. Интеграл вероятности можно аппроксимировать экспоненциальной функцией. В широкой области значений р<<1 вероятность ошибки хорошо аппроксимируется выражением
p=0,5 [1 — Ф (22x) =0,1exp (-x2).
Тогда из (2.3) получим
рэ= (dxMбл/10n) exp (-Eбdxk/nN0).

Отсюда Ln (10рэ) =Ln (dxMбл/n) — Eбdxk/nN0 или

Еб/N0= (Ln (dxMбл/n) — Ln (10рэ)) /dx (k/n).
Эта формула является основной при оценке помехоустойчивости различных кодов. Для кодов без избыточности и противоположных сигналов (с фазовой манипуляцией на 1800) пологая p=рэ, можно записать: p=0,5 [1 — Ф
(21/2h0)] =0,1exp (-h02);
Ln (10p) = h02, где h02 = Еб/N0 — требуемое отношение энергии сигнала на 1 бит к спектральной плотности шумов для двух противоположных сигналов.

Таким образом, для р=10-6 получим:
h02= — Ln (10*10-6) =11,5.
Обозначим полосу частот, занимаемую спектром сигнала, через Dfэ (ширина спектра сигнала). Тогда h02можно представить в виде:
<img border=«0» width=«439» height=«62» src=«ref-1_1613702684-1302.coolpic» v:shapes="_x0000_i1036">
где Бс =Dfэ * t0 — база сигнала, а (Рс/Рш) вх — отношение средней мощности сигнала к средней мощности шума на входе приемника, взятое в полосе частот Dfэ.

Для простых сигналов Бс = 1, следовательно: q= (Рс/Рш) вх = h02

Для расчетов увеличим это значение на 30 %: q= 11.5 + 30 % = 15

Будем считать приемлимым такой шум квантователя который в 4 раза меньше, чем шумы на входе приемника, следовательно: q` = 4 * q= 60. Подставляя это значение в формулу (2.1) с учетом D= 20 dB= 10 раз, получаем:
<img border=«0» width=«152» height=«36» src=«ref-1_1613702098-586.coolpic» v:shapes="_x0000_i1037">

2В

60 * 100 / 3 = 2

<img border=«0» width=«392» height=«30» src=«ref-1_1613704572-1203.coolpic» v:shapes="_x0000_i1038">
Таким образом выбираем разрядность квантователя: В = 5 разрядов


    продолжение
--PAGE_BREAK--2.3 Выбор группового сигнала и расчет его параметров


На основании расчетов, приведенных в пункте определение частоты дискретизации, определим длительность интервала времени, в течение которого необходимо передать информацию о текущем отсчете входного сигнала. Выберем синхронный метод передачи с кадровой синхронизацией. Чтобы на приемной стороне мы могли обработать информацию требуется знать момент времени ее появления. Для этого в начале канального сигнала (кадра) размещается так называемый синхросигнал, который отличается от информационного сигнала. Таким образом кадр состоит из двух частей: сигнала синхронизации и информационного сигнала:
Тк=Тс+Ти,
где Тк — длительность канального сигнала; Тс — длительность синхроимпульса; Ти — длительность информационного сигнала
Причем Тк=1/Fo=1/25*103=4*10-5 сек. = 40 мкс.
Имеем 10 каналов, количество элементарных передаваемых символов в каждом канале равно числу уровней квантования В = 5, Т.о. количество элементарных символов в информационном сигнале: Nи = 5*10 = 50. В качестве синхрослова выберем сложный сигнал (составной), в этом случае для уменьшения вероятности ложного срабатывания системы кадровой синхронизации необходимо или выбирать длительность синхросигнала ³ 1/2 Ти или вводить в информационный сигнал запрещенные комбинации, что сильно усложняет аппаратуру. В нашем случае Ти / 2 =12.5, поэтому выберем синхронизацию по кадрам с помощью тринадцатиразрядного кода Баркера. Коды Баркера являются наилучшими в своем классе. АКФ этих кодов имеет узкий центральный пик и минимальный уровень боковых лепестков = 1/N, где N — значность кода.

Количество элементарных символов в кадре:
N=Nс + Nи = 50 + 13 = 63 (шт.)
Длительность элементарного символа:
t = Тк / N= 4 0*10-6/ 63 @6.35*10-7=0.635 мкс.
Тактовая частота: fт = 1/t = 1.575*106 Гц =1.6 МГц

В первом приближении ширина спектра КИМ-ФМ-ФМ определяется шириной главного лепестка:
Df= 2 * (1/t) = 2 * 1/1.6*106 = 3.16*106 Гц = 3.16 МГц




Вид группового сигнала:

<img border=«0» width=«556» height=«62» src=«ref-1_1613705775-1298.coolpic» v:shapes="_x0000_i1039">


2.4 Расчет энергетического потенциала


Энергетическим потенциалом радиолинии называется отношение средней мощности сигнала к спектральной плотности шума, пересчитанное ко входу приемника.

В задании курсового проектирования задана линия с расстоянием между приемником и передатчиком <metricconverter productid=«200 км» w:st=«on»>200 км. Зададимся, что это линия Земля — управляемый объект. Линия связи подобного типа предназначена для передачи различных команд с пункта управления на борт беспилотного летательного аппарата. Достоверность приема таких команд должна быть весьма высокой, а допустимая вероятность ошибки принятой команды составляет 10-5-10-6 и менее.

Данные, необходимые для расчета:

Расстояние между приемником и излучателем r= <metricconverter productid=«200 км» w:st=«on»>200 км.

Длина волны l = <metricconverter productid=«3 см» w:st=«on»>3 см.

Частота f= C/ l= 10 ГГц

Наземная передающая антенна параболического типа диаметром 1м.

Бортовая антенна: площадь <metricconverter productid=«0,18 м2» w:st=«on»>0,18 м2; антенна всенаправленная (D= 1)

пороговое отношение С/Ш = hо2 = — Ln (10*10-6) = 11,5 (см. П 2.2)

длительность элементарного символа: t = 0.18мкс (см. П 2.3)

Эквивалентная шумовая температура бортового приемника: Тэ = 1000 К; Л: [3] Расчет взят из Л: [3]

В соответствии с известным уравнением дальности связи мощность сигнала на входе приемника определяется выражением:
Рс вх = Ризл * gЕ * G* Sэ / 4pr2 (2.3)
где Ризл — средняя мощность, излучаемая передатчиком

G — КНД антенны передатчика

Sэ — эффективная площадь приемной антенны

r — расстояние между передатчиком и приемником

gЕ — коэффициент, учитывающий потери энергии сигнала в среде за счет поглощения:
gЕ = exp ( — 0.23ar); для l = <metricconverter productid=«3 см» w:st=«on»>3 см. a = 0.15 dB/км

Т.о. Рс вх = Ризл * G* Sэ / (4pr2) * exp ( — 0.23ar) (2.4)
Если основными помехами в линии связи являются внутренние флуктационные шумы и другие случайные помехи шумового типа, то пересчитав эти помехи ко входу приемника, можно получить результирующую спектральную плотность помех на входе в виде:
<img border=«0» width=«149» height=«39» src=«ref-1_1613707073-566.coolpic» v:shapes="_x0000_i1040"> (2.5)
где Noi — спектральная плотность случайной помехи i — го вида, пересчитанная ко входу приемника

Мощность всех помех на входе приемника, определяемая в полосе частот Dfэ занимаемой спектром сигнала, равна
<img border=«0» width=«212» height=«61» src=«ref-1_1613707639-786.coolpic» v:shapes="_x0000_i1041"> (2.6)
где fо — частота несущей

Выражение (2.6) можно представить в виде
<img border=«0» width=«264» height=«47» src=«ref-1_1613708425-1007.coolpic» v:shapes="_x0000_i1042"> (2.7)
В простейшем случае, когда основной помехой являются только внутренние флюктуационные шумы приемника с равномерной спектральной плотностью No, мощность помехи на входе (при согласованном входе) равна
Рш вх = NoDfэ = к Тэ Dfэ (2.8)
где к = 1,38*10-23 Дж/К — постоянная Больцмана

Тэ — эквивалентная шумовая температура входа.

С учетом выражений (2.4) и (2.7) отношение средней мощности сигнала к средней мощности шума на входе приемника определяется формулой:
<img border=«0» width=«293» height=«62» src=«ref-1_1613709432-1292.coolpic» v:shapes="_x0000_i1043"> (2.9)
Это выражение определяет фактическое отношение С/Ш на входе приемника при известных параметрах линии связи. Пусть для того, чтобы обеспечить требуемую вероятность ошибки при передаче одной двоичной еденицы информации, необходимо иметь энергетическое отношение С/Ш:
h02 = Е0/N0S= (Рс/Рш) вх * t * Dfэ (2.10)
Тогда требуемое отношение С/Ш на входе приемника:
(Рс/Рш) тр = U h0 2/t Dfэ (2.11)
U — коэффициент запаса, выбирается от 2 до 10

зададимся U = 10

Для того чтобы линия связи обеспечивала передачу информации с помехоустойчивостью не ниже заданной, необходимо выполнить условие:
(Рс/Рш) вх ³ (Рс/Рш) тр (2.12)
Приняв во внимание (2.9), (2.11) и (2.12), имеем:
<img border=«0» width=«324» height=«64» src=«ref-1_1613710724-1533.coolpic» v:shapes="_x0000_i1044"> (2.13)
Определим требуемую мощность передатчика:

Sэ = Sпр = <metricconverter productid=«0.18 м2» w:st=«on»>0.18 м2 — эффективная площадь приемной антенны (D= 1)

КНД передающей антенны
G=ha (pDп/l) 2, где
Dп=1м — диаметр передающей антенны

ha — КИП (коэффициент использования площади) — коэффициент учитывающий эффективность использования площади раскрыва антенны (0,55 для параболической)
G=0,55 (3,14*1/0.03) 2 = 6025; G= 38 дБ.
Мощность передатчика:
Рпер * 3.911 * 104³ 1.15 * 106

Рпер ³ 1.15 Вт, Возьмем Рпер = 5 Вт.


    продолжение
--PAGE_BREAK--2.5 Выбор структурной схемы передатчика


Передаваемые аналоговое сигналы через коммутатор, подаются на АЦП, в котором они преобразуются в цифровой код. Каждому аналоговому сообщению соответствует свое кодовое слово. Все кодовые слова имеют одинаковую разрядность (8). При заданном динамическом диапазоне 10 дБ можно применять восьмиразрядное линейное квантование. С помощью преобразователя кода (регистр) параллельный код преобразуется в последовательный. Все слова от источников сообщений образует кадр. Для определения в приемнике начала кадра в него вводится в синхрослово (выбираем семиразрядный код Баркера). Объединение синхрослова и кодовых слов происходит в сумматоре. Далее сигналы поступают на фазовый манипулятор в котором манипуляция фазы происходит по закону ОФМ. Сформированным фазоманипулированным сигналом осуществляется фазовая модуляция несущего колебания. С помощью системы синхронизации происходит управление работой передающей части радиолинии. Подключение аналоговых сигналов U1 (t),U2 (t) ………U5 (t) к АЦП происходит с периодом, который определяется частотой процессов U,U2……U5 (fв=5 Гц.). Система синхронизации управляет также работой регистра и вырабатывает также работой регистра и вырабатывает запускающий импульс по которому формируется код Баркера, т.е. синхрослово.

2.6 Структурная схема приемника


На выходе фазового детектора высокочастотной части приемника формируется фазоманипулированный сигнал на поднесущей частоте fпод т.е. сигнал с ОФМ. После УПЧ иФД2 формируется последовательность прямоугольных импульсов далее поступающих на устройство сравнения (УС) и элемент памяти (ЭП) которые используются для распознавания кода. Управляет работой схема посимвольной синхронизации, которая вырабатывает периодическую последовательность импульсов (меандр.) тактовой частоты. В данном приемнике используется метод когерентного приема сигналов с ОФМн т.к. некогерентный прием может осуществляться только при скорости передачи не более 200 бод ввиду того, что очень трудно реализовать кинематические фильтры на большие частоты.

Выделенная последовательность импульсов далее поступает на триггер далее на дешифратор кода Баркера после чего на регистр преобразующий последовательный код в параллельный, далее на ЦАП, который преобразует код в выборку соответствующей амплитуды далее на селектор каналов.

Управляет работой ЦАП, СК и дешифратора пересчетная схема, задача которой заключается в разрешении и запрещении работы ЦАП, регистра и СК по приходу кадровой синхронизации (импульс с дешифратора) и пересчет импульсов строчной синхронизации в импульсы канальной.
2.7 Описание функциональной схемы передатчика


В начальный момент времени из триггера на выходе логическая “<metricconverter productid=«1”» w:st=«on»>1”. Тактовые импульсы через схему И3 проходят на формирователь кода Баркера и на счетчик СЧ1. С ФКБ через открытый ключ К2 код Баркера (7-разрядный) проходит на вход схемы формирования команд ОФМ (Т-триггер). В это время счетчик СЧ1 производит подсчет количества тактовых импульсов равного количеству импульсов кода. При окончании седьмого импульса в начале восьмого на выходе СЧ1 формируется импульс переполнения, который через схему И4 обнуляет СЧ1 и переключает триггер в положение логического 0. С этого момента К2 переключается на второй вход, через схемы И1 и И2 импульсы синхронизации поступают на К1 и АЦП, а схем И3 запрещает их поступление на ФКБ. СЧ2 нужен для подсчета количества тактовых импульсов равного количеству импульсов кода и на 41 импульсе выдает импульс переполнения, который переводит триггер в положение “<metricconverter productid=«1”» w:st=«on»>1”, которая обнуляет СЧ2 и весь цикл формирования кадра повторяется снова.

Т — триггер формирует из потока “<metricconverter productid=«0”» w:st=«on»>0” и “<metricconverter productid=«1”» w:st=«on»>1” поток по закону если “<metricconverter productid=«0”» w:st=«on»>0” то на выходе триггера скачок если 1 то сигнала нет. Далее происходит манипуляция фазы по полученному закону.
2.8 Описание функциональной схемы приемника.


После каскадов ВЧ и ФД1 и УПЧ мы получаем сигнал КИМ-ОФМ, который поступает на ФД2 УФОН которого построен по схеме Пистолькорса. Это наиболее простая схема УФОН приемлемая в данном случае т.к. ОФМ нечувствительна к обратной работе фазового детектора. После ФД2 и УО получаем последовательность прямоугольных импульсов нашего кода обработанного законом ОФМ. Схема 1 представляет собой сравнивающее устройство, а два D-триггера являются элементом памяти. Они включены по схеме ведущий-ведомый тактовая частота подаваемая на триггера равна половине частоты посимвольной синхронизации.

Далее сигнал представляющий наш кадр поступает на оптимальный фильтр кода Баркера, состоящий из линии задержки и сумматора, который при определении кода выдает на выходе импульс 1 длительностью t0(длительность одного символа) сумматор построен на жесткой логике по принципу nиз к (6 из 7) верхних символов кода.

Импульс с выхода сумматора приходит на схему запуска которая разрешает работу сдвигового регистра и счетчиков СЧ1 и СЧ2. СЧ1 формирует импульсы с частотой fт/8 которые разрешают считывание параллельного кода 1-го из каналов в ЦАП формирующего 1 выборку длительностью t0за время одного канала. СЧ2 производит подсчет каналов и выводит их номер в двоичном коде, которым управляются коммутаторы КК1 И КК2 старший разряд (А3) СЧ2 используется для выбора коммутатора.0 работает КК1 1 работает КК2. С выходов коммутаторов поступают на фильтры НЧ которые служат для выделения канальных сигналов U1,U2…U5. Такая схема коммутации позволила применить 1 сдвиговый регистр и один ЦАП.


    продолжение
--PAGE_BREAK--2.9 Схемная разработка системы кадровой синхронизации


В цифровых командных радиолиниях необходимо применять кадровую синхронизацию. В качестве сигналов кадровой синхронизации часто используются составные сигналы, причем выделение этих слов в приемнике осуществляется с помощью пассивного согласованного фильтра. Напряжение на выходе согласованного фильтра воспроизводит автокорреляционную функцию синхронизирующего сигнала. Для уменьшения ошибок, возникающих при обнаружении синхронизирующего сигнала и определении его временного положения, автокорреляционная функция должна иметь узкий центральный пик и малый уровень “боковых” выбросов. Подобным свойством обладают ряд широкополосных сигналов, в том числе сигналы, сформированные на основе некоторых двоичных кодов.

В данной работе выбран синхронизирующий сигнал в виде 7-значного кода Баркера, его нормированная автокорреляционная функция показана на рис.

Функциональная схема устройства декодирования кадрового синхронизирующего сигнала

Принятый сигнал поступает на линию задержки. Расстояние между отдельными отводами этой линии соответствует длительности элементарных импульсов кода. Максимальное время задержки синхронизирующего сигнала равно полной длительности этого сигнала Тз. Сигналы которые снимаются с отводов линии задержки, поступают на сумматор. При этом часть сигналов проходит через инверторы, изменяющие полярность сигналов. Пространственное расположение отводов линии задержки, к которым подключены мнверторы, воспроизводит в обратном порядке временное положение символов «0», имеющих в составе рассматриваемого синхронизирующего колового слова. Тем самым обеспечивается синхронное накопление энергии отдельных импульсов этого слова в сумматоре. К выходу сумматора подключен фильтр, который согласован с одиночным видеоимпульсом длительности.

В момент окончания принятого синхронизирующего кодового слова на выходе согласованного фильтра образуется короткий импульс значительной амплитуды, который соответствует центральному «пику» автокорреляционной функции. С помощью таких импульсов осуществляется запуск пороговой схемы предназначенной для выделения отдельных синхронизирующих сигналов.

3. Контур управления и его анализ


Радиотелемеханической системой называется совокупность устройств, предназначенных для управления состоянием и работой различных приборов и агрегатов.

В комплексах ЛА радиотелемеханические системы используются для управления бортовыми приборами и агрегатами, а также состоянием летательных аппаратов в целом. Такое управление осуществляется подачей на исполнительные устройства приборов и агрегатов (объектов управления) соответствующих команд. Команды формируются на основе контроля (измерения) некоторой в общем случае многомерной величиныg (
t), которая непосредственно или косвенно характеризует либо условия, в которых находился объект управления, либо текущее состояние объекта. Для осуществления такого контроля в состав радиотелемеханических систем включаются либо те или иные радиоизмерительные устройства, либо датчики — преобразователи неэлектрических величин в электрические. Формирование команд осуществляется в решающих устройствах. Которые в простейших случаях представляют собой схемы сравнения и реле, а в более сложных — счетно-решающие приборы и системы обработки результатов измерений. Команда поступает на управляемый объект через исполнительное устройство.

Различают автономные и неавтономные радиотелемеханические системы. В первых команды формируются на борту ЛА, во вторых — на пункте управления и передаются на борт летательного аппарата по командной радиолинии.


Контур управления неавтономной радиотелемеханической системы с обратной связью:

<img width=«551» height=«319» src=«ref-1_1613712257-5673.coolpic» v:shapes="_x0000_s1068 _x0000_s1069 _x0000_s1070 _x0000_s1071 _x0000_s1072 _x0000_s1073 _x0000_s1074 _x0000_s1075 _x0000_s1076 _x0000_s1077 _x0000_s1078 _x0000_s1079 _x0000_s1080 _x0000_s1081 _x0000_s1082 _x0000_s1083 _x0000_s1084 _x0000_s1085 _x0000_s1086 _x0000_s1087 _x0000_s1088 _x0000_s1089 _x0000_s1090 _x0000_s1091 _x0000_s1092 _x0000_s1093 _x0000_s1094 _x0000_s1095 _x0000_s1096 _x0000_s1097 _x0000_s1098 _x0000_s1099 _x0000_s1100 _x0000_s1101 _x0000_s1102 _x0000_s1103 _x0000_s1104 _x0000_s1105 _x0000_s1106 _x0000_s1107">


<country-region w:st=«on»>Uk</country-region>’ (t) <country-region w:st=«on»><place w:st=«on»>Uk</country-region> (t)

Fy (t)

Yo (t)

Y* (t) Y (t)
Информация о состоянии и работе объектов управления — бортовых приборов и агрегатов — получают с помощью датчиков, устанавливаемых на борту ЛА и связанных с контролируемыми величинами g (
t). Полученные с датчиков и соответствующим образом обработанные величины поступают непосредственно или через запоминающее устройство на вход телеметрической радиолинии и передается по ней на пункт управления. На пункте управления в устройстве выделения и обработки телеметрической информации получается оценка состояния объектов управления g* (
t), необходимая для осуществления требуемого управления бортовыми приборами и агрегатами. Формирование команд осуществляется в результате сравнения оценки g* (
t) с величиной gо (
t), задающей необходимое состояние объектов управления. Сформированные команды по командной радиолинии передаются на борт ЛА и поступают на исполнительное устройство, воздействующее на объекты управления. Контур радиотелемеханического управления оказывается замкнутым. В зависимости от решаемых задач, такое управление осуществляется либо как следящее, либо как корректирующее.

    продолжение
--PAGE_BREAK--